30-kV-Excimertransformatoren: Reduzierung der Streuinduktivität

30-kV-Excimertransformatoren: Reduzierung der Streuinduktivität

Abstract

Ein Hochspannungsimpulstransformator in einem Excimerlaser koppelt den Modulator an die Last und sorgt für die galvanische Trennung. Reale Transformatoren verursachen Streuinduktivität und Wicklungskapazität, die zusammen ein Resonanzsystem bilden. Dieses verlängert die Anstiegszeit, führt zu einer zusätzlichen transienten Spannung von 15 % bis 25 % an den Kondensatoren und verursacht Gleichtaktströme in den Triggerschaltungen. Dieser Artikel leitet beide parasitären Effekte her, quantifiziert deren Auswirkungen und beschreibt die Wicklungsregeln, die diese Effekte minimieren.

1. Einleitung

Ein Hochspannungsimpulstransformator in einem Excimerlaser-Netzteil koppelt den Niederspannungsmodulator an die Hochspannungslast. Er sorgt für galvanische Trennung und, falls erforderlich, für ein Übersetzungsverhältnis.

In einem idealen Transformator ist die Streuinduktivität null, die Magnetisierungsinduktivität unendlich und die Wicklungskapazität null, sodass die Sekundärwicklung eine exakte Kopie der Primärwicklung ist. Reale Wicklungen weisen jedoch alle drei Größen auf.

Bei den für Excimer-Gasentladungen erforderlichen Anstiegszeiten von 25 ns bis 50 ns bilden Streuinduktivität und Wicklungskapazität ein Resonanzsystem. Dies führt zu einer Verzerrung der Anstiegszeit, Überschwingen und elektromagnetischen Störungen (EMI) in der Elektronik um den Laserkopf.

Die Streuinduktivität eines gut konstruierten Transformators kann der Schleifeninduktivität des gesamten Netzwerks entsprechen. Gleichzeitig leitet die Wicklungskapazität einen Gleichtaktstrom in die Massefläche, der den Zündzeitpunkt benachbarter Stufen erreicht.

2. Kernmechanismus

2.1 Woher die Streuinduktivität kommt

Die Streuinduktivität entsteht durch den Teil des magnetischen Flusses, der eine Wicklung durchdringt, die andere jedoch nicht. Eine Hochspannungssekundärwicklung benötigt viele Windungen und eine dicke Isolierung, die die beiden Wicklungen auseinanderdrückt.

L_leak ≈ (μ₀ × N² × mean_turn_length × fill_factor) / (3 × winding_height)

wobei L_leak die Streuinduktivität in Henry, μ₀ die Permeabilität des Vakuums, N die Anzahl der Primärwindungen, mean_turn_length die durchschnittliche Windungslänge in Metern, fill_factor der Kupferfüllfaktor des Fensters und winding_height die Wicklungshöhe in Metern ist.

Das Ergebnis skaliert mit dem Quadrat der Windungszahl und sinkt mit zunehmender Wicklungshöhe. Es steigt außerdem mit dem Wicklungsabstand, der durch die Nennspannung und das Isolationsmaterial vorgegeben ist.

Bei einem 30-kV-Transformator liegt die Streuinduktivität zwischen 200 nH und 500 nH, was der Größenordnung einer gesamten PFN-Schleife entspricht.

2.2 Woher die Wicklungskapazität kommt

Die Wicklungskapazität entsteht durch das elektrische Feld zwischen dem Primär- und dem Sekundärleiter:

C_inter = ε₀ × εr × A / d

wobei C_inter die Zwischenwicklungskapazität in Farad, ε₀ die Permittivität des Vakuums, εr die relative Permittivität der Barriere, A die Fläche des gegenüberliegenden Leiters in Quadratmetern und d die Dicke der Barriere in Metern ist.

Ein 30-kV-Transformator mit 2 mm Polyimid-Isolierung weist eine Sekundärkapazität von 10 pF bis 30 pF auf. Die Eigenkapazität der Sekundärwicklung, zwischen benachbarten Windungen sowie zwischen Wicklung und Kern, trägt weitere 20 pF bis 50 pF bei. Zusammen bilden sie die Sekundärkapazität, die der Impuls wahrnimmt.

Eine dickere Isolierung senkt den Zwischenwärmedurchgangskoeffizienten C_inter und erhöht gleichzeitig den Leckwärmedurchgangskoeffizienten L_leak. Die Dicke der Barriere bewirkt somit einen Kompromiss zwischen den beiden parasitären Effekten, weshalb die Geometrie an diesem Knotenpunkt wichtiger ist als die Materialwahl.

2.3 Zwei Resonanzen, nicht eine

Die Streuinduktivität ringförmig mit der jeweils angeschlossenen Kapazität. Zwei dieser Schaltungen sind in einem Excimer-Pulser von Bedeutung:

f_ring = 1 / (2π × √(L_leak × C_sec))

wobei f_ring die Schwingfrequenz in Hertz, L_leak die Streuinduktivität in Henry und C_sec die Kapazität in Farad über die Wicklung ist.

Im Vergleich zur Wicklungskapazität sind die Werte gering: 300 nH mit 30 pF-Ringen bei 53 MHz und 100 nH mit 50 pF-Ringen bei 71 MHz. Gegenüber einem 20 nF-Koppelkondensator beträgt die gleiche Streustromdichte von 200 nH bei 2.5 MHz, was langsam genug ist, um als sichtbarer Ausläufer bei jedem Impuls aufzutreten.

Beide Schaltungen sind unterdämpft, da der Wicklungswiderstand im MHz-Bereich gegenüber der Reaktanz der Streuinduktivität gering ist. Das Dämpfungsverhältnis eines Hochspannungstransformators liegt daher deutlich unter 0.5.

2.4 Spannungsüberschwingen an den Kondensatoren

Ein Sprungsignal an einem schwach gedämpften Resonanzpaar treibt den Sekundärschwinger über seinen Plateauwert hinaus. Das Spitzenverhältnis folgt dem Dämpfungsverhältnis:

V_peak / V_ss = 1 + e^(−πζ / √(1 − ζ²))

wobei V_peak die maximale Sekundärspannung in Volt, V_ss der Wert im Plateau in Volt und ζ das Dämpfungsverhältnis des Sekundärkreises ist.

Der Überschwinger trifft auf die Sekundärwicklung und jeden daran angeschlossenen Kondensator. Er erreicht 20 % über der Auslegungsausgangsspannung und liegt an den Koppel- und Lastkondensatoren 15 % bis 25 % über dem Nennwert.

Dieser transiente Effekt tritt bei jedem Zündimpuls auf und wiederholt sich millionenfach innerhalb eines Wartungsintervalls. Befindet sich das Dielektrikum nahe der Teilentladungs-Einsatzspannung, tritt es während des Scheitelpunkts jedes Überschwingens in Teilentladung ein.

2.5 Gleichtaktstrom aus der Zwischenwicklungskapazität

Die Zwischenwicklungskapazität leitet einen Verschiebungsstrom von der Primär- zur Sekundärseite, und dieser Strom fließt über die Masseebene zurück:

I_cmem = C_inter × dV/dt

wobei I_cmem der Gleichtaktstrom in Ampere, C_inter die Wicklungskapazität in Farad und dV/dt die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit über die Barriere in Volt pro Sekunde ist.

Bei 20 pF und 1 kV/ns beträgt der Strom 20 A für 5 ns. An einer Masseimpedanz von 100 mΩ erzeugt dieser Strom eine Spannung von 2 V, die ausreicht, um eine benachbarte Stufe fälschlicherweise auszulösen oder deren Timing um Nanosekunden zu verschieben.

Bei einem Mehrkanallaser verstärkt sich der Effekt, da jeder Kanal die gleiche Masseebene ansteuert.

Abb. 1 — Die Streuinduktivität verlängert die 30 ns-Anstiegsfront auf 60–100 ns, während eine Zwischenwicklungskapazität von 20 pF einen Strom von 20 A gegen 100 mΩ Masse treibt.

3. Schwachstellen im Engineering

Problem 1: Einstellung der Anstiegszeit durch die Streuinduktivität

Bei einem 30-kV-Transformator liegt die Streuinduktivität zwischen 200 nH und 500 nH, was die zulässige Gesamtstärke eines typischen Netzes übersteigt. Die Anstiegszeit der Ausgangsspannung hängt daher vom Transformator ab, nicht vom Schalter und nicht vom Kondensator.

Eine geplante 30-ns-Ansteuerzeit verschlechtert sich auf 60 ns oder 100 ns. Der Impuls erscheint langsam, der Kondensator und der Schalter werden dafür verantwortlich gemacht, die Ursache liegt jedoch in der Wicklungsgeometrie.

Problempunkt 2: Gespeicherte Energie in der Wicklungskapazität

Die Wicklungskapazität und die Eigenkapazität der Sekundärwicklung speichern einen Teil des Impulses während der Anstiegsphase und geben ihn während der Abfallphase wieder ab. Die Freigabe äußert sich als Überschwingen und ein nachklingender Ausklang im Sekundärwellenverlauf.

Die Überschwingung erreicht 20 % über dem Sollwert, und das Nachschwingen dauert Hunderte von Nanosekunden an. Beides belastet den Lastkondensator und die Schaltdiode bei jedem Impuls.

Problempunkt 3: Elektromagnetische Störungen, die in die Trigger- und Steuerschaltungen eindringen

Der Verschiebungsstrom durch die Zwischenwicklungskapazität fließt in die Masseebene. Bei 20 A für 5 ns entsteht an der Masseebene mit einem Widerstand von 100 mΩ eine Spannung von 2 V.

Diese Spannung liegt am Triggereingang der nächsten Stufe an. Bei einem Mehrkanallaser äußert sie sich in Fehltriggerungen und Timing-Jitter und tritt bei jedem Schuss auf.

Problempunkt 4: Überbeanspruchung des Kondensators durch Überschwingen des Transformators

Die Koppel- und Lastkondensatoren sind auf die Nennausgangsspannung ausgelegt. Überschwingen und Nachschwingen belasten sie dann mit einer transienten Spannung, die 15 % bis 25 % höher liegt.

Ein Dielektrikum, das bereits nahe seiner Teilentladungs-Einsatzspannung arbeitet, entlädt sich während des Spitzenwerts. Die Erosion akkumuliert sich über Millionen von Impulsen, der Kondensator versagt, und im Bericht wird ein Bauteildefekt angegeben, obwohl die Ursache in der Transformator-Wellenform liegt.

4. Entwurfsschritte

Strategie 1: Die Wicklungen verschachteln

Die Primär- und Sekundärwicklung werden in benachbarten Sektoren auf derselben Ebene angeordnet, wodurch der Abstand zwischen ihnen verkürzt und die Streuinduktivität um 50 % bis 70 % reduziert wird. Für eine 30-kV-Sekundärwicklung werden 4 bis 6 Sektoren verwendet, die jeweils einen Primär- und einen Sekundärteil enthalten, die durch eine dünne Barriere getrennt sind.

Um die Wicklungshöhe zu erhöhen, sollte ein Kern mit hohem Aspektverhältnis, lang und dünn gewählt werden. Die Streuinduktivität sinkt bei konstanter Windungszahl mit zunehmender Wicklungshöhe.

Strategie 2: Den verschlungenen Pfad abschirmen

Fügen Sie eine geerdete elektrostatische Abschirmung zwischen Primär- und Sekundärwicklung ein. Die Abschirmung schließt die Wicklungskapazität gegen Masse, sodass der Gleichtaktstrom lokal zurückfließt, anstatt durch die Triggerschaltungen zu fließen.

Wählen Sie ein Barrierenmaterial mit niedriger Permittivität: Polyimid mit εr 3.5 oder PTFE mit εr 2.1. Reduzieren Sie anschließend die Eigenkapazität der Sekundärwicklung mit einer Lagenwicklung, die die Spannung pro Lage niedrig hält.

Strategie 3: Das Klingeln im Primärlautsprecher dämpfen

Füge eine niedrige Induktivität hinzu Dickschichtwiderstand Im Primärkreis wird die Dämpfung auf 0.5 oder 0.6 erhöht und die Überschwingung unter 10 % gehalten. Der Widerstand selbst muss unter etwa 10 nH ESL liegen, da er sonst die zu dämpfende Induktivität erhöht.

Die Dämpfung sollte an einem Vollspannungsprototyp und nicht nur in einer Simulation überprüft werden. Die Messung bestätigt den vom Modell angenommenen Schleifenwiderstand.

Strategie 4: Sekundäres Überschwingen absperren

Stellen Sie ein schnelle Erholungsdiode In Antiserienschaltung mit dem Ausgang zur Begrenzung des sekundären Überschwingens. Wählen Sie ein Bauteil mit einer Sperrverzögerungszeit von maximal 35 ns und einer ausreichend geringen Erholungsladung, um Strom in das Überschwingen zu vermeiden.

Stellen Sie den Klemmpegel 5 % bis 8 % über der vorgesehenen Ausgangsspannung ein. Dadurch wird der Kondensator vor transienten Spannungsspitzen geschützt, ohne dass die Diode bei normalen Impulsen leitend wird.

Strategie 5: Wählen Sie für beide Positionen Kondensatoren mit niedriger ESL-Spannung.

Verwenden Sie für die Kopplungs- und Lastpositionen Kondensatoren mit einer ESL unter 30 nH, damit deren Eigeninduktivität nicht zur Streuinduktivität des Transformators beiträgt. Folienkondensator und ein Keramikbauteil vom Typ N4700 sind die beiden Wege, die es wert sind, mit der gleichen Wellenform verglichen zu werden, bevor das Layout festgelegt wird.

Legen Sie einen Temperaturkoeffizienten von ±30 ppm/°C fest, damit die Kapazität und somit die Resonanzfrequenz nicht mit der Temperatur driftet. Halten Sie den Verlustfaktor unter 0.1 %, damit der Kondensator nur geringfügig zu den Gesamtverlusten beiträgt und die Dämpfungsauslegung gültig bleibt.

Strategie 6: Beide Parasiten in das Systemmodell einbeziehen

Messen Sie die Streuinduktivität und die Wicklungskapazität mit einem Impedanzanalysator im Frequenzbereich von 100 kHz bis 10 MHz. Geben Sie die Messwerte in das Netzwerkmodell ein und simulieren Sie die Anstiegszeit, das Überschwingen und das Nachschwingen des Gesamtsystems.

Optimieren Sie die Konstruktion des Transformators, des Dämpfungswiderstands und der Klemme so lange, bis die simulierte Wellenform den Spezifikationen entspricht, und überprüfen Sie sie anschließend an der Baugruppe.

Komponentenparameter	Typischer Wert	Testbedingung
Nennspannung (HVCT8G-Serie)	10 kV DC	Hi-Pot 1.5× für 60 s
Kapazität	4700 pF ±20% (472M)	1 MHz, 1 V<sub>eff</sub>
ESR bei 1 MHz	unter 50 mΩ	-
Schleifeninduktivität (E40-Sehne)	unter 8 nH	40 mm Anschlussabstand
Isolationswiderstand	über 10 GΩ bei 500 V Gleichstrom	25 °C, 60 % relative Luftfeuchtigkeit
Temperaturbereich	−40 °C bis +125 °C	IEC 60068-2-Reihe
Impuls-dv/dt-Fähigkeit	über 50 kV/µs	bei Nennspannung

5. HVC N4700 Kondensatoren für die Sekundärwicklungen von Impulstransformatoren

Vier Anforderungen bestimmen die Wahl an diesem Knotenpunkt: Die ESL muss so niedrig sein, dass der Kondensator die bereits im dreistelligen Nanohenry-Bereich liegende Streuinduktivität nicht weiter erhöht; der Temperaturkoeffizient muss so gering sein, dass die Resonanz stabil bleibt; der Verlustfaktor muss so niedrig sein, dass die Dämpfung vom Widerstand übernommen wird; und die Teilentladung muss so gering sein, dass der Überschwingen absorbiert wird. HVC fertigt diese Schaltungen in einer 6,000 m² großen, firmeneigenen Fabrik in Dongguan für einen Spannungsbereich von 1 kV bis 150 kV.

Sechs Parameter, die hier von Bedeutung sind

• Durch die ESL unter 30 nH aufgrund kurzer, breiter Strompfade wird verhindert, dass der Kondensator in eine Streuinduktivität gerät, die bereits zwischen 200 nH und 500 nH liegt, sodass die Anstiegszeit des Transformators erhalten bleibt.
• Ein Temperaturkoeffizient von ±30 ppm/°C hält die Kapazität und damit die Schwingfrequenz über den gesamten Betriebsbereich konstant, sodass die Dämpfungsauslegung gültig bleibt.
• N4700 Bei einem Dielektrikum mit einem Dämpfungsgrad (DF) unter 0.1 % wird die Dämpfung des Transformators dem externen Widerstand überlassen, der die vom Ingenieur einstellbare Variable darstellt.
• Die Prüfung auf Teilentladungen von 100 % bei oder unter 5 pC deckt das Überschwingen und Nachschwingen ab, die das Bauteil bei jedem Impuls um 15 % bis 25 % über den Nennwert belasten.
• HVRGHP Dämpfungswiderstände mit einem ESL-Wert unter 10 nH und schnell reagierende Klemmdioden mit einer Erholungszeit von 25 ns bis 35 ns bilden zusammen mit dem Kondensator eine qualifizierte gedämpfte Sekundärwicklung.
• Schraubanschlusskörper bis 40 kV wurden als Ersatz für japanische Murata-Schraubkondensatoren in Feldreparaturprogrammen für Lichtquellen qualifiziert. HVC-Bauteile entsprechen den Parametern von Murata, TDK und Vishay Hochspannungsserien.

Lieferung und Support

Standardbauteile werden innerhalb von 4 bis 8 Wochen geliefert, aufeinander abgestimmte Transformator-Sekundärwicklungssätze innerhalb von 6 bis 10 Wochen. Die Anwendungstechnik von HVC unterstützt die Charakterisierung der parasitären Eigenschaften des Transformators, die Überprüfung der Dämpfungs- und Klemmkonstruktion sowie die Auswahl von Kondensatoren mit niedrigem ESL-Wert.

Bitte senden Sie uns das Windungsverhältnis, die Sekundärspannung, die Streuinduktivität, die Wicklungskapazität, die Anstiegszeit und die Layoutzeichnung. HVC liefert Ihnen innerhalb von fünf Werktagen einen ESL-Wert für das vorgeschlagene Gehäuse, einen Dämpfungswiderstandswert, einen Klemmpegel und ein Evaluierungskit mit zwei Mustern.

6. Häufig gestellte Fragen

Frage 1: Warum nimmt die Streuinduktivität mit der Nennspannung zu?

Da die Nennspannung die Isolationsdicke und diese wiederum den Abstand zwischen den Wicklungen bestimmt, benötigt eine 30-kV-Barriere mindestens 2 mm Polyimid. Der Leckstrom L_leak ≈ (μ₀ × N² × mittlere Windungslänge × Füllfaktor) / (3 × Wicklungshöhe) steigt mit diesem Abstand. Verschachtelte Sektoren erreichen eine Rückgewinnung von 50 % bis 70 % dieses Wertes.

Frage 2: Auf welche Resonanz sollte ich mich beim Design konzentrieren?

Beides. Gegenüber der Wicklungskapazität sind die Werte gering: 300 nH mit 30 pF-Ringen bei 53 MHz, was zu Verzerrungen der Front und Teilentladungen führt. Gegenüber einem 20 nF-Koppelkondensator treten die gleichen Leckströme bei 2.5 MHz auf, die sich als sichtbarer Ausläufer über Hunderte von Nanosekunden bemerkbar machen. Jede benötigt ihre eigene Dämpfung und Klemmung.

Frage 3: Wie groß ist die Überschwingung, die der Transformator zu den Kondensatoren hinzufügt?

Dies reicht aus, um 20 % über der Auslegungsausgangsspannung am Sekundärkreis zu liegen und 15 % bis 25 % zusätzliche transiente Spannung an den Koppel- und Lastkondensatoren zu erzeugen. Der Spitzenwert folgt der Gleichung V_peak / V_ss = 1 + e^(−πζ / √(1 − ζ²)), sodass eine Erhöhung von ζ auf 0.5 oder 0.6 mit einem primären Dämpfungswiderstand ihn unter 10 % hält.

Frage 4: Wie hilft eine geerdete Abschirmung?

Es ermöglicht dem Verschiebungsstrom einen lokalen Rückstrompfad. Ohne diese Abschirmung fließen 20 A für 5 ns bei 20 pF und 1 kV/ns in die Masseebene (I_cmem = C_inter × dV/dt), und eine Masseimpedanz von 100 mΩ wandelt diese Spannung in 2 V am Triggereingang um. Mit der Abschirmung fließt der Strom zurück zur Primärseite.

Frage 5: Welche Kondensatorparameter sind auf der Sekundärseite relevant?

ESL unter 30 nH, damit das Bauteil nicht zur Streuinduktivität beiträgt, ein Temperaturkoeffizient nahe ±30 ppm/°C, damit die Schwingfrequenz nicht driftet, DF unter 0.1 %, damit der Dämpfungswiderstand die Schleife kontrolliert, und Teilentladung unter 5 pC, damit der Überschwingen das Dielektrikum nicht erodiert.

Frage 6: Wie kann ich die parasitären Effekte in der gebauten Einheit bestätigen?

Messen Sie die Streuinduktivität und die Wicklungskapazität mit einem Impedanzanalysator im Frequenzbereich von 100 kHz bis 10 MHz und tragen Sie die Messwerte anschließend in das Netzwerkmodell ein. Vergleichen Sie die simulierte Anstiegszeit, das Überschwingen und das Nachschwingen mit dem Signalverlauf des aufgebauten Impulsgebers. Die Differenz zeigt den Teil des Layouts, der im Modell nicht abgebildet ist.

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